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[其他] 一只MOS管与2A3组成2SK2101+2A3单端电路

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小uu 帖主

6 天前

前言:在任何时辰,我们对于电路的设想思惟,都不要僵化,进修的进程,也是一个电路分析才能上升的进程,一样又是思惟境界上升的一个进程。
本文中的内容,起源于2015年我在论坛中的一篇帖子,但是数年龄后,我底子忘记了这个工作,没有想到是客岁还是前年,同陈奎旭老兄在扳谈中,他说以后会做的几台机械中,一定会有一台300B单端机,出格是昔时你在论坛中提到的阿谁最简形式的300B单端电路。
我一会儿脑壳短路,我除了阿谁复杂到让人头疼的制品300B单端,关于300B的电路想法,就剩下一个6J4推300B的单端电路了,哪儿还有比阿谁6J4鞭策300B单端电路还简单的?
“是阿谁场效应管与300B混血的电路”,陈奎旭老兄提醒到。
感激他在很多年今后,还记得昔时我在 论坛帖子中所提到的阿谁300B单端电路的原型以及想法,也让我还能在现在,在论坛中将阿谁帖子找到,并将它完整 的奉献给大师。
闲话少说,下面的内容,俱是整理于昔时在所公布的帖子而来)
这是2011年第四期俄罗斯无线电杂志上出现的2SK2101+2A3单端电路,它采用了一只MOS管与2A3组成,电路很是简单,也成心机,特地将这个电路截图出来,供大师参考和领会。


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初度看上去,这个电路很有些让人希奇,怎样一只MOS管和2A3组成了一个单端电路?
再仔细看上去,本来,它只是我们所熟知的串叠电路的变形,是由MOS与真空管混血成的串叠电路而已。电路左上角的阻容分压收集,看上去较为复杂,但是其底子目标,只是为了给MOS管2SK2101供给一般工感化的偏压。

可是,对于这个电路,很久以来并不敢作为它想,由于检察2SK2101这只MOS管的散布电容,仅仅在它的输入电容一项数值上,就高达1200pF,更非论它漏栅极间的跨路电容了,若何在利用中有用避免因MOS的散布电容所酿成的对高频特征的损失,就是一个让人头疼的工作了,究竟,一只传统的50K欧音量电位器,就足以将这个电路的高频特征打到天堂,更严重者,甚至低至10K欧的音量电位器都负担不起在这个电路中高频特征的损失。

在论坛上吐槽这个电路的不敷,出格是音量电位器对于本电路中高频特征的影响,卢版和bielx版别离说出了他们自已的看法,本电路可以不利用音量电位器,间接音源的低内阻输出驱动,以及可以挑选一些低散布电容的场管想法削减电路跨路和输入电容对于高频电路的影响,例如挑选例如IRFBC20、IRFBC30之流的型号。
是的哟,既然MOS管的输入电容和跨路电容太大,我们为什么非得用音量电位器呢?不用就行了。

所以,那时的这个帖子就得以延续,虽然只是一个思绪,但亦能让我们将这个风趣的话题延展开来,才有了那时的这个话题以及现在的这段笔墨。
对于电子管中关于串叠电路的计较和设想,并不是太麻烦,可是当采用分歧型号的电子管以及如本文中所提到的混血电路时,其计较照旧让人烦不胜烦。
不外照旧有更简单的方式停止计较,非论是由两只不异型号、分歧型号的真空管组成的串叠电路,还是由功率MOS管与真空三极管组成的串叠电路,它们组合以后究竟上就获得了一只类似于真空五极管的特征曲线,当我们操纵测试大概技术手段获得了这个复合后的五极管特征曲线,我们能否是就能操纵这个等效后的五极管特征曲线间接计较出这个串叠电路的特征参数呢?例如输出阻抗、放大倍数、频响特征等等……
换成这样的思绪一斟酌,会不会简单了很多?

丈量混血串叠电路的特征曲线的进程并不复杂,例如搭建电路,还例如用晶体管图形测试仪、更可以在已知MOS管和真空管型号下,用仿真电路间接给出混血或复合电路终极的特征曲线,究竟告诉我们,只如果把握了它们的特征曲线,对于最初的计较来说,就方便了很多,便可以将它们归入常规的形式停止设想和计较了。

用仿真的方式,获得真空管与MOS管复合后的特征,是极为省事和方便的,虽然这个获得的曲线精度能够与实在的特征有一定的误差,但作为参考没有太大的题目。
原本预备用这个俄罗斯杂志中的这个MOS管与2A3的搭配,操纵仿真获得这个混血的特征曲线,可是临动手才发现,我的仿真元件模子库中没有找到2SK2101的元件仿真模子,所以,我别的找了一只常见的场效应管IRF610同我们大师熟知的300B停止搭配,仿真获得了IRF610+300B串叠电路的特征曲线,以下图所示

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图片中的左为仿真搭配测试的电路,右为获得的串叠电路特征曲线。
可有一个题目,当用上图的仿真测试电路仿真时,大师会发现,这个等效的五极管特征曲线,效力并不高,膝点电压远大于常规的五极管,进步这个混血的效力必须得斟酌上去,否则这个电路的上风没法获得显现。

尝试着在上面300B的栅极加上了对地+20V的电压,这个混血串叠电路所获得的特征曲线改变以下:

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明显,上管的栅极加了20V的偏置电压后,复合特征曲线的膝点电压大大下降,使得这个电路的电源操纵效力和输出功率在不异静态工作点的情况下得以大猛进步(申明:这个获得的特征曲线仅是仿真理论值,有能够与其复合后的实在特征存在着较大误差,仅作为参考,一切以实测成果为准,在此处的仿真值仅作为理论成果和计较所需)。

混血电路的特征曲线获得了,看上去,一个可以脱手实施的电路也就不是难事儿了。
可是,MOS管的正偏,怎样也不是一个最有益的挑选,处置的欠好,有能够连MOS管与真空功率管一路挂掉,得找一个较好的方式才行。
在昔时的阿谁俄罗斯杂志中看到这个电路,我第一眼的想法就是,将这个电路的MOS管改成耗尽型的品种会更好,这样,我们间接操纵场管源极的电阻就能获得稳定且牢靠的自生栅负压了,还能起到有用的庇护感化。
用什么管子作为此串叠电路中的下臂用管呢?
固然是近几年较火的DMOS管DN2540了,这是它的特征曲线

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很明显,我们控制DN2540的栅负压,就能获得这个串叠电路所需要的屏流了,固然它也决议了上面真空管的屏极耗散功率巨细。
既然要采用DN2540同300B组成串叠电路,我们自然要先晓得这个混血电路的类似于五极管的特征曲线,下图是我操纵DN2540同300B搭成仿真的测试电路,并在300B栅极上加上+20V偏置电压后获得的DN2540+300B等效特征曲线。

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固然,假如我们将上管300B的栅极偏置电压加得更高,例如加到+40V,串叠复合电路的特征曲线会更峻峭一些,只不外,由于只是一个概念想法,我们还是以上面获得的这个图停止计较操纵,别的的工作点略过不谈。
前面说过,我们将设想简化,这样对于我们是有益处的。
我们操纵获得的这个DN2540+300B特征曲线,将它斟酌成一个大的五极管来设想单端,能否是很是成心机呢?
我斟酌了一个工作点,将它画了出来。

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从这个图中我们可以看到,当负载阻抗为5K欧、输入信号电压为0.35V左右时这个串叠功率电路能获得合适300B需要的满功率输出,对于300B来说,它在传统电路中被我们所熟悉的功率输出以8W左右居多(工作点分歧其输出功率也会有区分,此处不再零丁交代),固然,您也可以将它朝死里整,那是表现小我自在的一个好机遇。
这个图作出来以后,然后,我们操纵仿真软件同我这个作图手工计较获得的功率和成果作些对照,看看能否合适。
从上面的图可以看到,当300B以350V的屏压,屏流为80mA时的工作点时,凡是300B这尽管子的栅负压为-70V左右。

固然,300B的栅负压只是这只复合管的一部分,在这儿我们将它作为一个整体斟酌,当这只复合管中的DN2540的栅负压约为-1V时,它能供给的电流约为80mA。
那末,我们只要设想一个工作点,让DN2540的经过电流为80mA,自偏压电阻上的压降约为1V,这就能到达我们的设想要求了。
由此算得,DN2540的自偏压电阻为1/0.08=12欧。
这样计较后,那末这个采用DN2540同300B配合的串叠应用电路,就如此简单,请见图纸。

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那末这个电路能输出多大的功率?从上面所作的负载特征图,可以方便的用手工计较获得,在输入信号电压约不到0.4V的幅度内,电路可以获得近乎8.5~8.8W左右的功率输出。300B的屏耗控制在30W之内。
用仿真软件计较获得,此时在输入信号电压约为0.32V时,电路获得约9.15W的输出功率。
可见这个数值与手工计较获得的成果是相当接近的。

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这个电路会有什么题目吗?
我将这个电路中的输出变压器设备为了理想变压器,调出了这个电路的频响特征图

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我由于担忧MOS管的高输入散布电容引发电路高频特征遭到严重影响,所以核对了电路所能获得的频次响应。
成果出现了我始料未及的现象,请见所获得上面电路所对应的频响特征曲线。

假如电路在电路的输入端不采用音量电位器或仅采用小阻值音量电位器的情况下,电路的高频特征是能获得保障的(可是假如采用常规的50K欧音量电位器,电路高频特征立即在高频遭到影响,哪怕是采用低至10K欧的音量电位器,假如将音量电位器打在阻值的正中心位置,电路的高频特征仍然衰减明显)。

可是为什么电路的低频特征遭到这么大的影响?相对于平展处的频响,37Hz就已经衰减了1dB。对于一个传统的5K欧低级端阻抗的输出变压器而言,我将低级真个电感量已经取值到50H了。  难道还有电路的方面的身分?我换用了IRF610,换用了别的的场效应管,低频特征几近无改,其中缘由我思考了好大一会儿。
我想到了功率MOS管的自偏压电阻引发的电流负反应,自偏压电阻阻值太低,12欧的自偏压电阻需要很大容量的旁路电容才有能够差池低频发生明显影响,在斟酌这个题目时,我最早就已经用到了4700uF容量的旁路,后来发现,这个值获得更大一些简直还能改良一下,究竟DN2540的源极电阻仅为12欧,虽然旁路电容器的容量已经高达4700uF,在低频次下的容抗相对于其中频下的阻抗相对而言仍然偏高,致使这个电路的低频衰减相对于中频来批注显偏大。

这个电路中,300B究竟上已经不是300B,而已经等效为了一只五极管,它的管内阻很高了,所以在仿真时哪怕将其低级端电感量设备为50H照旧能看到电路低频特征的不敷,加上源级旁路电容的容量巨细对于低频特征的影响,致使上面所提到的这个尝试仿真电路出现低频特征衰减严重的晦气现象。

所以,对于这个电路而言,为了进一步的拓宽它的低频特征,只要两条门路可选,一是增加输出变压器的低频电感量,二是继续加大DN2540的源极旁路电容容量。
将上面的阿谁仿真电路加以改良,改良方式同上面讲的分歧,一是将输出变压器的低级端电感量加大到80H(次级也对应加大),二是将DN2540的源极旁路电容加大到47000uF,这样获得改良以后的频次特征。

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改良以后,电路的低频特征优化至19Hz(-1dB)。

不外,不要兴奋太早,大师想一想就清楚,这个改良电路是不现实的,我们怎样会能够允许DN2540的源极电阻上的旁路电容采用高达47000uF的容量?我们怎样会能够让一个单端输出变压器的低级有着高达80H的电感量?  假如真是这样,那我们一定疯了才是。

所以,采用类似的电路,我们一定要晓得它的根基物理特征,串叠电路的输出阻抗较高,要想获得很低的下限频次,这个电路必必要有着低频电感量很大的输出变压器,这个要求在这儿它是有点儿不现实的,究竟大的低频电感量要求有充足多的线圈匝数,这又同变压器的高频响应相互冲突,我们必须得重视它,让变压器的低频电感量同它的高频表示都获得兼顾才行,所以做这个电路,我们牺牲一点儿低频也无妨。

为了避免DN2540过大的源极旁路电容的存在,我们一定要采用只管小的源极自偏电阻,可是太小的自偏电阻又意味着不能获得正确的工作点,其变通的方式是,操纵二极管串联取代在DN2540阴极上的12欧电阻,使得DN2540获得大约-0.95~-1V左右的自生栅负压,例如我们可以采用三只肖特基二极管串联用在DN2540的源极取代偏压电阻,同时取消掉自偏压电阻上并联的旁路电容器,这一样是让电路的低频特征获得一定量提升的路子。

还有几个重要的题目,串叠电路的形式,场效应管同300B的混搭,我们获得的还是一只直热三极管的300B的声音表示吗?它的阻尼系数同零丁的300B相比,会出现什么样的变化?
实在这些题目,我们都可以经过本文中所仿真而来的特征获得解答,我们甚至还可以为本电路引入适当的负反应。只是限于篇幅缘由,我们在这儿不再逐一作答。

在文中的末端,插入一个最重要的题目:
假如不假定任何条件的话,将300B的屏耗控制在35W之内,那末单只300B的的单端电路,我们能获很多大的输出功率?
假如以此电路为例,能够答案和成果会远超朋友们的想像,所以,电路假定的条件很重要……

文章来自微信公众号: 声响和音乐
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