一只MOS管与2A3组成2SK2101+2A3单端电路

前言：在任何时候，我们对于电路的设计思想，都不要僵化，学习的过程，也是一个电路分析能力上升的过程，同样又是思想境界上升的一个过程。
本文中的内容，起源于2015年我在论坛中的一篇帖子，然而数年过后，我根本忘记了这个事情，没有想到是去年还是前年，同陈奎旭老兄在交谈中，他说之后会做的几台机器中，一定会有一台300B单端机，特别是当年你在论坛中提到的那个最简形式的300B单端电路。
我一下子脑袋短路，我除了那个复杂到让人头疼的成品300B单端，关于300B的电路想法，就剩下一个6J4推300B的单端电路了，哪儿还有比那个6J4推动300B单端电路还简单的？
“是那个场效应管与300B混血的电路”，陈奎旭老兄提醒到。
感谢他在许多年以后，还记得当年我在 论坛帖子中所提到的那个300B单端电路的原型以及想法，也让我还能在如今，在论坛中将那个帖子找到，并将它完整 的奉献给大家。
闲话少说，下面的内容，俱是整理于当年在所发布的帖子而来）
这是2011年第四期俄罗斯无线电杂志上出现的2SK2101+2A3单端电路，它采用了一只MOS管与2A3组成，电路非常简单，也有意思，特地将这个电路截图出来，供大家参考和了解。

初次看上去，这个电路颇有些让人奇怪，怎么一只MOS管和2A3组成了一个单端电路？

再仔细看上去，原来，它只是我们所熟知的串叠电路的变形，是由MOS与真空管混血成的串叠电路罢了。电路左上角的阻容分压网络，看上去较为复杂，然而其根本目的，只是为了给MOS管2SK2101提供正常工作用的偏压。

但是，对于这个电路，很久以来并不敢作为它想，因为查看2SK2101这只MOS管的分布电容，仅仅在它的输入电容一项数值上，就高达1200pF，更不论它漏栅极间的跨路电容了，如何在应用中有效避免因MOS的分布电容所造成的对高频特性的损失，就是一个让人头疼的事情了，毕竟，一只传统的50K欧音量电位器，就足以将这个电路的高频特性打到地狱，更严重者，甚至低至10K欧的音量电位器都负担不起在这个电路中高频特性的损失。

在论坛上吐槽这个电路的不足，特别是音量电位器对于本电路中高频特性的影响，卢版和bielx版分别说出了他们自已的看法，本电路可以不使用音量电位器，直接音源的低内阻输出驱动，以及可以挑选一些低分布电容的场管设法减少电路跨路和输入电容对于高频电路的影响，例如选择例如IRFBC20、IRFBC30之流的型号。

是的哟，既然MOS管的输入电容和跨路电容太大，我们为什么非得用音量电位器呢？不用就行了。

所以，当时的这个帖子就得以延续，虽然只是一个思路，但亦能让我们将这个有趣的话题延展开来，才有了当时的这个话题以及现在的这段文字。

对于电子管中关于串叠电路的计算和设计，并不是太麻烦，但是当采用不同型号的电子管以及如本文中所提到的混血电路时，其计算依旧让人烦不胜烦。

不过依旧有更简单的方法进行计算，不论是由两只相同型号、不同型号的真空管组成的串叠电路，还是由功率MOS管与真空三极管组成的串叠电路，它们组合之后事实上就得到了一只类似于真空五极管的特性曲线，当我们利用测试或者技术手段得到了这个复合后的五极管特性曲线，我们是不是就能利用这个等效后的五极管特性曲线直接计算出这个串叠电路的特性参数呢？例如输出阻抗、放大倍数、频响特性等等……

换成这样的思路一考虑，会不会简单了许多？

测量混血串叠电路的特性曲线的过程并不复杂，例如搭建电路，还例如用晶体管图形测试仪、更可以在已知MOS管和真空管型号下，用仿真电路直接给出混血或复合电路最终的特性曲线，事实告诉我们，只要是掌握了它们的特性曲线，对于最后的计算来讲，就方便了许多，就可以将它们纳入常规的模式进行设计和计算了。

用仿真的方法，得到真空管与MOS管复合后的特性，是极为省事和方便的，虽然这个得到的曲线精度可能与真实的特性有一定的误差，但作为参考没有太大的问题。

本来准备用这个俄罗斯杂志中的这个MOS管与2A3的搭配，利用仿真得到这个混血的特性曲线，但是临下手才发现，我的仿真元件模型库中没有找到2SK2101的元件仿真模型，所以，我另外找了一只常见的场效应管IRF610同我们大家熟知的300B进行搭配，仿真得到了IRF610+300B串叠电路的特性曲线，如下图所示

图片中的左为仿真搭配测试的电路，右为得到的串叠电路特性曲线。

可有一个问题，当用上图的仿真测试电路仿真时，大家会发现，这个等效的五极管特性曲线，效率并不高，膝点电压远大于常规的五极管，提高这个混血的效率必须得考虑上去，否则这个电路的优势无法得到显现。

尝试着在上面300B的栅极加上了对地+20V的电压，这个混血串叠电路所得到的特性曲线改变如下：

显然，上管的栅极加了20V的偏置电压后，复合特性曲线的膝点电压大大降低，使得这个电路的电源利用效率和输出功率在相同静态工作点的情况下得以大大提高（申明：这个得到的特性曲线仅是仿真理论值，有可能与其复合后的真实特性存在着较大误差，仅作为参考，一切以实测结果为准，在此处的仿真值仅作为理论结果和计算所需）。

混血电路的特性曲线得到了，看上去，一个可以动手实施的电路也就不是难事儿了。

可是，MOS管的正偏，怎么也不是一个最有利的选择，处理的不好，有可能连MOS管与真空功率管一起挂掉，得找一个较好的方法才行。

在当年的那个俄罗斯杂志中看到这个电路，我第一眼的想法就是，将这个电路的MOS管改成耗尽型的品种会更好，这样，我们直接利用场管源极的电阻就能得到稳定且可靠的自生栅负压了，还能起到有效的保护作用。

用什么管子作为此串叠电路中的下臂用管呢？

当然是近几年较火的DMOS管DN2540了，这是它的特性曲线

很显然，我们控制DN2540的栅负压，就能得到这个串叠电路所需要的屏流了，当然它也决定了上面真空管的屏极耗散功率大小。

既然要采用DN2540同300B组成串叠电路，我们自然要先知道这个混血电路的类似于五极管的特性曲线，下图是我利用DN2540同300B搭成仿真的测试电路，并在300B栅极上加上+20V偏置电压后得到的DN2540+300B等效特性曲线。

当然，如果我们将上管300B的栅极偏置电压加得更高，例如加到+40V，串叠复合电路的特性曲线会更陡峭一些，只不过，由于只是一个概念想法，咱们还是以上面得到的这个图进行计算利用，其它的工作点略过不谈。

前面说过，我们将设计简化，这样对于我们是有好处的。
我们利用得到的这个DN2540+300B特性曲线，将它考虑成一个大的五极管来设计单端，是不是非常有意思呢？
我考虑了一个工作点，将它画了出来。

从这个图中我们可以看到，当负载阻抗为5K欧、输入信号电压为0.35V左右时这个串叠功率电路能得到符合300B需要的满功率输出，对于300B来讲，它在传统电路中被我们所熟悉的功率输出以8W左右居多（工作点不同其输出功率也会有区别，此处不再单独交待），当然，您也可以将它朝死里整，那是体现个人自由的一个好机会。
这个图作出来之后，然后，我们利用仿真软件同我这个作图手工计算得到的功率和结果作些对比，看看是否符合。

从上面的图可以看到，当300B以350V的屏压，屏流为80mA时的工作点时，通常300B这只管子的栅负压为-70V左右。

当然，300B的栅负压只是这只复合管的一部分，在这儿我们将它作为一个整体考虑，当这只复合管中的DN2540的栅负压约为-1V时，它能提供的电流约为80mA。
那么，我们只要设计一个工作点，让DN2540的通过电流为80mA，自偏压电阻上的压降约为1V，这就能达到我们的设计要求了。
由此算得，DN2540的自偏压电阻为1/0.08=12欧。
这样计算后，那么这个采用DN2540同300B配合的串叠运用电路，就如此简单，请见图纸。

那么这个电路能输出多大的功率？从上面所作的负载特性图，可以方便的用手工计算得到，在输入信号电压约不到0.4V的幅度内，电路可以得到近乎8.5~8.8W左右的功率输出。300B的屏耗控制在30W以内。

用仿真软件计算得到，此时在输入信号电压约为0.32V时，电路得到约9.15W的输出功率。
可见这个数值与手工计算得到的结果是相当接近的。

这个电路会有什么问题吗？

我将这个电路中的输出变压器设置为了理想变压器，调出了这个电路的频响特性图

我因为担心MOS管的高输入分布电容引起电路高频特性受到严重影响，所以核查了电路所能得到的频率响应。
结果出现了我始料未及的现象，请见所得到上面电路所对应的频响特性曲线。

如果电路在电路的输入端不采用音量电位器或仅采用小阻值音量电位器的情况下，电路的高频特性是能得到保障的（但是如果采用常规的50K欧音量电位器，电路高频特性立刻在高频受到影响，哪怕是采用低至10K欧的音量电位器，如果将音量电位器打在阻值的正中央位置，电路的高频特性依然衰减明显）。

但是为什么电路的低频特性受到这么大的影响？相对于平坦处的频响，37Hz就已经衰减了1dB。对于一个传统的5K欧初级端阻抗的输出变压器而言，我将初级端的电感量已经取值到50H了。　　难道还有电路的方面的因素？我换用了IRF610，换用了其它的场效应管，低频特性几乎无改，其中原因我思索了好大一会儿。
我想到了功率MOS管的自偏压电阻引起的电流负反馈，自偏压电阻阻值太低，12欧的自偏压电阻需要很大容量的旁路电容才有可能不对低频产生明显影响，在考虑这个问题时，我最先就已经用到了4700uF容量的旁路，后来发现，这个值取得更大一些的确还能改善一下，毕竟DN2540的源极电阻仅为12欧，虽然旁路电容器的容量已经高达4700uF，在低频率下的容抗相对于其中频下的阻抗相对而言仍然偏高，导致这个电路的低频衰减相对于中频来讲明显偏大。

这个电路中，300B事实上已经不是300B，而已经等效为了一只五极管，它的管内阻很高了，所以在仿真时哪怕将其初级端电感量设置为50H依旧能看到电路低频特性的不足，加之源级旁路电容的容量大小对于低频特性的影响，导致上面所提到的这个实验仿真电路出现低频特性衰减严重的不利现象。

所以，对于这个电路而言，为了进一步的拓宽它的低频特性，只有两条道路可选，一是增加输出变压器的低频电感量，二是继续加大DN2540的源极旁路电容容量。

将上面的那个仿真电路加以改善，改善方法同上面讲的一致，一是将输出变压器的初级端电感量加大到80H（次级也对应加大），二是将DN2540的源极旁路电容加大到47000uF，这样得到改善之后的频率特性。

改善之后，电路的低频特性优化至19Hz(-1dB)。

不过，不要高兴太早，大家想一想就清楚，这个改善电路是不现实的，我们怎么会可能容许DN2540的源极电阻上的旁路电容采用高达47000uF的容量？我们怎么会可能让一个单端输出变压器的初级有着高达80H的电感量？  如果真是这样，那我们一定疯了才是。

所以，采用类似的电路，我们一定要知道它的基本物理特性，串叠电路的输出阻抗较高，要想得到很低的下限频率，这个电路必须要有着低频电感量很大的输出变压器，这个要求在这儿它是有点儿不现实的，毕竟大的低频电感量要求有足够多的线圈匝数，这又同变压器的高频响应相互矛盾，我们必须得重视它，让变压器的低频电感量同它的高频表现都得到兼顾才行，所以做这个电路，我们牺牲一点儿低频也无妨。

为了避免DN2540过大的源极旁路电容的存在，我们一定要采用尽量小的源极自偏电阻，但是过小的自偏电阻又意味着不能得到正确的工作点，其变通的方法是，利用二极管串联代替在DN2540阴极上的12欧电阻，使得DN2540得到大约-0.95~-1V左右的自生栅负压，例如我们可以采用三只肖特基二极管串联用在DN2540的源极代替偏压电阻，同时取消掉自偏压电阻上并联的旁路电容器，这同样是让电路的低频特性得到一定量提升的途径。

还有几个重要的问题，串叠电路的形式，场效应管同300B的混搭，我们得到的还是一只直热三极管的300B的声音表现吗？它的阻尼系数同单独的300B相比，会出现什么样的变化？

其实这些问题，我们都可以通过本文中所仿真而来的特性得到解答，我们甚至还可以为本电路引入适量的负反馈。只是限于篇幅原因，我们在这儿不再一一作答。

在文中的末尾，插入一个最重要的问题：

如果不假设任何前提的话，将300B的屏耗控制在35W以内，那么单只300B的的单端电路，我们能得到多大的输出功率？

如果以此电路为例，可能答案和结果会远超朋友们的想像，所以，电路假设的前提很重要……

文章来自微信公众号： 音响和音乐